Vprašanje: Zakaj ima moje vezjeveč šuma na višjih frekvencah?
Odgovor:
Pojav šuma, ki naraščajočega s frekvenco dobro poznajo razvojniki IC-jev in vezij, vendar je bil mnogim inženirjem nedosegljiv bodisi zaradi premajhnega števila člankov večinoma zaradi nepopolnih informacij proizvajalcev.
Številni podatkovni listi proizvajalcev polprevodnikov, vključno z ADI, določajo trenutni šum ojačevalnika v tabelah s specifikacijami, običajno pri frekvenci 1 kHz. Ni vedno jasno, od kod prihajajo trenutne specifikacije šuma. Je izmerjen ali teoretičen? Nekateri proizvajalci so pregledni pri pripravi te številke z enačbo (1), ki jo poznamo kot enačba šuma. V preteklosti je ADI na ta način zagotavljal večino trenutnih številk šuma. Ali to izračunano število do 1 kHz drži za vsak ojačevalnik?
V zadnjih nekaj letih narašča zanimanje za trenutni šum glede na frekvenco v ojačevalnikih. Nekateri kupci – pa tudi proizvajalci – domnevajo, da ima trenutni šum za vhodne ojačevalnike s FET tranzistorji podobno obliko kot vhodni ojačevalniki z bipolarnimi tranzistorji – na primer komponenta šuma 1 / f ali roza šum in širokopasovna komponenta, kot je prikazano na sliki 1. To ni primer v vhodnih ojačevalnikih s FET tranzistorji; na sliki 2 je videti kot bizarna oblika šuma, ki ni dobro poznana in je v mnogih simulacijskih modelih prezrta.
Ključna je meritev
Preden se lotimo pregleda, zakaj je temu tako, si oglejmo hitro nastavitev merjenja. Potrebna je enostavna in zanesljiva merilna metoda, da lahko meritev ponovimo na več različnih komponentah.
Lahko se uporabi razvojna plošča z enim ojačevalnikom. Napajalniki preskušane naprave (DUT) morajo imeti nizek nivo šuma in nizko drsenje. Linearni napajalniki imajo prednost pred stikalnimi napajalniki, tako da kakršna koli sprememba napajanja, na primer preklopni prehodni pojavi ne prispevajo k merjenju. LT3045 in LT3094, pozitivni in negativni ultravisoki PSRR, ultra nizko šumni linearni regulatorji se lahko uporabljajo za nadaljnje zmanjšanje nihanja linearnih napajalnikov. Z uporabo LT3045 in LT3094 lahko z enim uporom nastavite poljubno izhodno napetost do +15 V in do –15 V. Te dve komponenti sta idealna vira napajanja za meritve nizkega šuma.
Za pretvorbo trenutnega šuma v napetostni šum na neinvertiranem DUT priključku je bil uporabljen 10 GΩ SMT upor podjetja Ohmite (HVC1206Z1008KET). Tipični mirovni tok vhodnih FET ojačevalnikov je približno 1 pA, kar je enako 0,57 fA/√Hz
če enačba (2) drži. 10 GΩ impedanca vira termičnega šuma znaša (3). To nam da meritev trenutnega nivoja šuma (4) in jo je mogoče odšteti pri naknadni obdelavi. Vendar postane nemogoče natančno izmeriti, če trenutni šum upora prevladuje nad trenutnim DUT šumom. Torej bi potrebovali vrednost upora vsaj 10 GΩ, da bi videli nekaj šuma. Termični šum vira z impedanco 100 MΩ je približno 1,28 µV / √Hz (= 12,8 fA / √Hz) in ne bo dovolj za razlikovanje med DUT in uporovnim šumom. Če šum ni 
nekoreliran, se doda v korenu vsote na kvadrat (RSS). Slika 4 in tabela 1 prikazujeta vpliv RSS na razmerje dveh števil. n: n doda približno 41%, n: n / 2 doda približno 12%, n: n / 3 doda približno 5,5% in n: n / 5 približno 2%. Z dovolj poprečenja bi morda lahko izvlekli približno 10% (0,57 fA / √Hz in 1,28 fA / √Hz RSS).
Zakaj so rezultati tako nenavadni?
Slika 5 prikazuje gostoto napetostnega šuma nastavitve z AD8065, 145 MHz FET vhodnim ojačevalnikom s sofazno vhodno impedanco 2,1 pF. Termični šum upora 10 GΩ znaša 12,8 µV / √Hz, dokler se vhodna kapacitivnost skupaj s parazitivno kapacitivnostjo plošče in vtičnice ne prevlada nad napetostnim šumom. V idealnem primeru bi se to moralo nadaljevati pri –20 dB / dec, vendar krivulja začne spreminjati obliko okoli 100 Hz in se izravna okoli 100 kHz. Kaj se tukaj dogaja? Naša intuicija nam pove, da je edini način, da zaustavimo odmik –20 dB / dec, da povzročimo ravnino in zagotovimo naklon +20 dB / dec. Krivec je trenutni šum, ki narašča pri višjih frekvencah z naklonom +20 dB / dec.
Za merjenje šuma izhodne napetosti je mogoče uporabiti dinamični analizator signala SR785 ali FFT instrument; vendar je zaželen nivo šuma manjši od 7 nV / √Hz. Ko je šum izhodne napetosti DUT blizu 20 nV / √Hz do 30 nV / √Hz, želimo, da šumu analizatorja dodajo čim manj šuma. Razmerje 3 doda samo približno 5,5%. V domeni šuma lahko živimo s 5% napako (glej sliko 4).
Umetnost je računanje nazaj
Na ta način smo v samo eni meritvi dobili dva glavna parametra, potrebna za risanje trenutnega šuma. Najprej smo dobili skupno vhodno kapacitivnost – to je parazitivna kapacitivnost in vhodna kapacitivnost – ki je bila potrebna za izračun padca. Tudi če je parazitivna kapacitivnost, so bile informacije zajete. Vhodna kapacitivnost prevladuje nad 10 GΩ uporom. Ta skupna impedanca pretvori trenutni šum v napetostni šum. Zato je poznavanje te skupne vhodne kapacitivnosti pomembno. Drugič, prikazuje, kje začne prevladovati trenutni šum – to je, kje začne odstopati od naklona –20 dB / dec.
Oglejmo si primer s temi podatki na sliki 5. 3 dB točka je odčitana pri 2,1 Hz, kar ustreza (5) kapacitivnost na vhodu. Podatkovni list omenja, da je vhodna kapacitivnost v sofaznem načinu le približno 2,1 pF, kar pomeni, da je parazitivne kapacitivnosti približno 5,5 pF. Vhodna kapacitivnost diferencialnega načina je ojačena z negativno povratno zanko, zato v resnici ne pride v obzir pri nizkih frekvencah. S kapacitivnostjo 7,6 pF je impedanca, ki jo vidi trenutni šum, prikazana na sliki 6.
Če upoštevamo izhodni (RTO) napetostni šum, izmerjen na AD8065 (Slika 5), in delimo z impedanco glede na frekvenco (Slika 6), dobimo ekvivalente trenutni šum AD8065 in 10 GΩ upora, kombiniran v RSS (Slika 7) .
Po odstranitvi trenutnega šuma 10 GΩ upora je vhodni referenčni šum AD8065 videti, kot je prikazano na sliki 8. Pod 10 Hz je bil zelo nejasen, ker smo poskušali ujeti 0,5 fA / /Hz na 0,6 fA / √Hz od 1,28 fA / √Hz (10% na lestvici RSS) in je bilo narejenih le 100 povprečij. Med 15 mHz in 1,56 Hz je 400 linij s pasovno širino 4 mHz. To je 256 sekund v povprečju! 100 povprečij 256 je 25.600 sekund, nekaj več kot 7 ur. Zakaj je potrebno merjenje do 15 mHz in zakaj porabiti toliko časa? Vhodna kapacitivnost 10 pF z 10 GΩ ustvarja nizkopasovni 1,6 Hz filter. FET ojačevalniki z majhnim šumom imajo velike vhodne kapacitivnosti, ki so lahko do 20 pF, kar pomeni, da je točka 3 dB pri 0,8 Hz. Da bi pravilno izmerili točko 3 dB, bi morali videti dekado prej – torej do 0,08 Hz (ali 80 mHz).
Če opazimo nejasne črte pod 10 Hz, 0,6 fA / √Hz do (6) je mogoče preveriti. Ta enačba ni povsem napačna za trenutni šum. V približku prvega reda še vedno prikazuje nizkofrekvenčno obnašanje trenutnega šuma, ker je bila ta vrednost gostote trenutnega šuma pridobljena z enosmernim mirovnim vhodnim tokom. Pri visokih frekvencah pa trenutni šum ne sledi tej enačbi.
Pri višjih frekvencah DUT tok trenutno prevladuje nad uporovnim trenutnim šumom in šum upora je mogoče prezreti. Slika 9 prikazuje vhodni referenčni trenutni šum različnih vhodnih FET ojačevalnikov pri šumu 10 GΩ, merjeno z nastavitvijo, prikazano na sliki 3. Zdi se, da je 100 fA / √Hz pri 100 kHz tipična zmogljivost, ki jo lahko pričakujemo od večine natančnih ojačevalnikov .
Obstajajo izjeme: trenutni šum LTC6268 / LTC6269 je 5,6 fA / √Hz pri 100 kHz. Ti komponenti sta odlični za TIA aplikacije pri visokih hitrostih, kjer je potrebna visoka pasovna širina, nizka vhodna kapacitivnost, mirovni tok pa na ravni femtoampera.
Je to vse kar se tiče trenutnega šuma FET vhodnih ojačevalnikov?
Obstajajo štirje glavni viri trenutnega šuma, ki prispevajo k skupnemu vhodnemu šumu v aplikacijah z visoko impedanco in do zdaj smo predstavili dva. Poenostavljeni TIA ojačevalnik z glavnimi viri šuma je prikazan na sliki 11. MT-050 je dobra referenca za vire šuma operacijskih ojačevalnikov.
Trenutni šum FET ojačevalnikov(in_dut)
Diagram trenutnega šuma je odvisen od topologije vhodne stopnje ojačevalnika. Na splošno je pri nizkih frekvencah diagram šuma raven, vendar narašča, ko se frekvenca povečuje. Glej sliko 8. Sčasoma se diagram šuma prelomi pri –20 dB / dec, saj ojačevalniku zmanjka ojačanja pri višjih frekvencah.
Trenutni šum upora(in_R)
Lahko ga izračunamo iz toplotnega napetostnega šuma upora en_R, deljenega z impedanco upora, R. 1 MΩ prispeva približno 128 fA / √Hz, 10 GΩ pa 1,28 fA / √Hz.
Termalni napetostni šum upora ima v idealnem primeru raven diagram preko frekvence, dokler se na pozna kapacitivnost in se prelomi pri –20 dB / dec. Slika 5 prikazuje to vedenje med 10 mHz in 1 Hz. (7)
Trenutni šum senzorja(in_source)
Senzor sam prispeva trenutni šum in z njim moramo živeti. Lahko ima kakršno koli obliko glede na frekvenco. Na primer: fotodioda kaže Poissonov šum (angl. shot noise), Isn, iz fototoka, IP in temnega toka, ID, pa tudi Johnsonov šum, Ijn, iz paralelne upornosti. (8)
Trenutni šum napetosti samega ojačevalnika
Trenutni šum iz napetosti ojačevalnika je zasnovan kot šum enC in je zelo dobro razložen v Umetnosti elektronike Horowitza in Hill-a.2 Podobno kot napetostni šum upora, ki ga upor pretvori v trenutni šum, se šum napetosti ojačevalnika en_dut pretvori v trenutni šum s skupno vhodno kapacitivnostjo, ki vključuje kapacitivnost senzorja, parazitivno kapacitivnost plošče in vhodno kapacitivnost ojačevalnika (9)
V prvi iteraciji dobimo: (10)
Ta formula nam pove tri stvari. Najprej se trenutni šum poveča s povečevanjem frekvence – še ena komponenta trenutnega šuma, ki s frekvenco narašča. Drugič, večji je šum vhodne napetosti ojačevalnika, večji je trenutni šum. Tretjič, večja je skupna vhodna kapacitivnost, večji je trenutni šum. Rezultat tega je slika zasluge enC, kjer je treba pri dani aplikaciji upoštevati tudi napetostni šum ojačevalnika in skupno vhodno kapacitivnost.
Oblika trenutnega šuma za TIA aplikacije, pri čemer se upošteva trenutni DUT šum, je prikazana na sliki 12. Ravni del diagrama je v glavnem šum upora (11) šum, ki ga vnese kondenzator znaša (12) ki narašča z 20 dB/dec. Iz teh dveh enačb lahko izračunamo prelomno točko kot (13)
Odvisno od Cin je lahko enC šum večji ali manjši od trenutnega DUT šuma. Za pretvorbo konfiguracije, kot so TIA aplikacije, se Cdm ne zažene; to je (14),
Na primer pri 100 kHz, bo LTC6244 z kapacitivnostjo Ccm = 2.1 pF, Cdm = 3.5 pF, in en = 8 nV/√Hz imel enC trenutni šum (15)
Kar je precej manj kot DUT trenutni šum 80 fA/√Hz
Ko pa je priključena fotodioda, se enačbi doda dodaten vir Csource ali Cpd in trenutni šum je mogoče ponovno izračunati. Potrebnih je samo 16 pF dodatne kapacitivnosti od Cpd , da je enako DUT trenutnemu šumu. Počasne fotodiode z velikimi površinami imajo ponavadi kapacitivnost v območju od 100 pF do 1 nF, medtem ko lahko imajo fotodiode z visoko hitrostjo kapacitivnosti od 1 pF do 10 pF.
Povzetek
Fenomen trenutnega šuma, ki se povečuje s frekvenco, tako v ojačevalnikih s CMOS kot v JFET izvedbah, je dobro znan inženirjem za načrtovanje IC-jev in prekaljenim načrtovalcem vezij, vendar je bil mnogim inženirjem nedosegljiv bodisi zaradi premalo člankov na terenu bodisi zaradi nepopolnih informacij od proizvajalcev. Cilj tega članka je povezati razumevanje vedenja trenutnega šuma z višjo frekvenčno domeno in prikazati tehniko za reprodukcijo meritev na izbranem opcijskem ojačevalniku.
Nadaljnje branje
Izbira opcijskih ojačevalnikov za najboljšo zmogljivost ni preprosta naloga. Na podlagi aplikacij se izvajajo kompromisi med šumom, pasovno širino, ojačenjem in natančnostjo. Literatura 1, 2, 3, 4, 5, 6 in 7, skupaj s številnimi podatkovnimi listi ojačevalnikov, podrobno opisujejo, kako je mogoče doseči te kompromise.
Literatura
1 Photodiode Characteristics and Applications. OSI Optoelectronics, August 2007.
2 Paul Horowitz and Winfield Hill. The Art of Electronics, 3rd edition. Cambridge University Press, April 2015.
3 ADA4530-1 Data Sheet. Analog Devices, Inc., November 2019.
4 CN-0407. Analog Devices, Inc., February 2019.
5 “ADA4530-1R-EBZ User Guide: UG-865.” Analog Devices, Inc., October 2015.
6 “MT-050: Op Amp Total Output Noise Calculations for Second-Order System.” Analog Devices, Inc., February 2009.
7 Low Level Measurements Handbook: Precision DC Current, Voltage, and ResistanceMeasurements. Tektronix, Inc., February 2016.
Brisebois, Glen. “Signal Conditioning for High Impedance Sensors.” Analog Devices,Inc..
Brisebois, Glen. “Transimpedance Amplifier Noise Considerations.” Analog Devices,Inc..
Zahvale
Kaung bi se rad zahvalil Glenu Briseboisu in Aaronu Schultzu za podporo ter Henryju Surtihadiju, Scottu Huntu, Barryju Harveyju, Harryju Holtu, Philipu Karantzalisu in Jordynu Ansariju za njihov prispevek.
Dodatek
Merjenje šuma v okolju z visoko impedanco, impedanco 10 GΩ z FET vhodom, ne pride brez boja z okoljem in njegovimi prefinjenostmi.
V tipični postavitvi enojnega ojačevalnika je Pin3 (Vin +) poleg Pin4 (V–). Izvedba plošče je bistvenega pomena, če ni nameščen varovalni obroč. Na izhodu je bil zaznan velik premik enosmerne napetosti v primeru nihanja napajalne napetosti. 10 GΩ SMD je bil prvotno spajkan vzporedno z V– (R10 na sliki 13) in ostanki fluksa iz spajkalne paste so bili nevzdržni. Posledično je bil 10 GΩ SMD premaknjen na drugo lokacijo (R8) in izgubni tokovi so izginili. Podatkovni list ADA4530-1 (elektrometerski ojačevalnik z 20 fA pri 85 ° C) prikazuje vse potrebne varnostne ukrepe glede izbire spajkalne paste, kontaminacije, vplivov vlažnosti in druge “sočne” podrobnosti glede meritev visoke impedance. Podatke in uporabniški priročnik UG-865 ter opombo CN-0407 je vredno preučiti.
Naprave z visoko impedanco in brez zvočne izolacije so nagnjene k triboelektričnim, piezoelektričnim ali mikrofonskim učinkom. Nekega dne sem po naključju spustil ključe in zagledal špico šuma, ki se je povečevala na zvočnih frekvencah (zlasti 1 kHz in več). Nisem si mislil, da bi bilo merjenje z 10 GΩ pri vhodnem ojačevalniku FET z visoko impedanco tako občutljivo na zvok. Žvižgal sem samo zato, da to še enkrat preverim. In tam je bila, konica med 1 kHz in 2 kHz. Tudi s precejšnjo količino povprečij bi en oster pisk povzročil konico šuma na CRT zaslonu SR785. Hermetično zaprti stekleni upori, omenjeni v CN-0407, bi bili boljša izbira za piezoelektrične / triboelektrične učinke.
Za potrditev sem izmeril zvok laboratorijskega okolja z prenosnim mikrofonom, obdelal podatke z MATLAB® in ugotovil, da šum dobro korelira z merjenjem. Pomemben zvok šuma je bil viden pri 768 Hz in drugih frekvencah, kot je prikazano na sliki 14. Krivec je bil velik izmenični prevodnik, ki teče nekaj metrov stran od moje klopi. Da se prepričam, da ne zaznavam šuma samega prenosnika, sem šel v eno izmed telefonskih govorilnic, ki je akustično najtišja, in izmeril podatke. Meritve 768 Hz ni bilo. Zvoki šuma pri drugih frekvencah so bili vsaj 100-krat nižji.
Slika 14. Akustični šum laboratorija.
Slika 15. Akustični šum v telefonski govorilnici.
Slika 16. Šumna gostota prikazana kot izhodna napetost brez akustične zaščite.
Slika 17. Šumna gostota prikazana kot izhodna napetost z akustično zaščito.
Za ublažitev zvočnega šuma je bil uporabljen Temptronix okvir. Zdi se, da je škatla toplotno izolirana, kar pomeni, da ni večjega pretoka zraka. Vse, kar sem potreboval, je bilo, da je dovolj zaščitil akustiko, da se mikrofonski učinki ne bi pokazali pri meritvah. In to je opravilo svoje delo. Glej sliko 16 in sliko 17.
Specifični problem instrumentov:
Vhodni FET ojačevalniki imajo vhodne mirovne tokove v redu pA. 10 pA, ki gre v 10 GΩ, še vedno generira 100 mV odmika na izhodu ojačevalnika. SR785 ima funkcijo AC sklopke, ki dobro deluje, da odstrani ta odmik in izmeri izhodni šum z najboljšim razponom od –50 dB V (3,2 mV vrh). Vendar se značilnosti izmeničnega spenjanja zmanjšajo na zanimivo frekvenco, nižjo od 1 Hz, zaradi česar je težko določiti ravno 12,8 µV / √Hz in odčitati 3 dB od točke. Uporabiti je treba enosmerno sklopko, v tem primeru pa ni mogoče uporabiti najbolj občutljivega območja instrumenta. Pasivni filter 1 mHz, narejen z dvema zaporedno vezanima polariziranima kondenzatorjema 270 µF (vrednost 135 µF) in uporom 1 MΩ, je bila postavljena med izhod DUT in SR785. Zaradi dolgih povezav v kondenzatorju – to je več zank – ponavadi zajema magnetno polje, ki ga tvori CRT zaslon pri 20 kHz, in njegove harmonike. Ker so magnetna polja tridimenzionalne narave, sta težavo rešila s pravilno postavitvijo pasivnih filtrov. Opazite modro škatlo znotraj slike 18 – elektromagnetna črna magija!
O avtorju
Kaung Win se je leta 2013 pridružil podjetju ADI kot inženir za ocenjevanje izdelkov v skupini Linear Products and Solutions Group in leta 2019 prestopil na delovno mesto inženirja. Diplomiral je iz elektrotehnike in računalništva na politehničnem inštitutu Worcester in magistriral iz elektrotehnike v Univerza Santa Clara. Kaung je specializiran za rešitve ojačevalne signalne verige. Dosegljiv je na kaung.win@analog.com.
Avtor: Kaung Win, aplikacijski inženir
2021/296
